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0.2µh对及更低电感表现出很低效率，因此更小电感未予考虑。较小电感值还带来较大峰值电流，它必须保持低于max8646低电流限制对防止失稳。另一方面，大于1µh电感也不合适。测试0.47µh与1µh电感值将使得这些折衷更加清楚。请注意较大fdv0630一系列电感具有相同电感值与引脚，但是供应更低电阻与更高额定电流。有关电感磁芯尺寸，材料与磁导率详细相比较超出了本文讨论范围，但是电感制造商能供应很多关联主题文章。

磁芯考虑

toko公司fdv一系列电感使用铁粉芯，它们供应更好温度稳定性并且相对于其他可选磁芯成本更低。其他选择是钼坡莫合金粉末(mpp)，气隙铁氧体对及(例如)铁硅铝磁合金(kool mµ®)或高磁通磁环。鉴于混合镍，铁与钼粉末成本，mpp通常是昂贵选择。铁硅铝磁合金(kool mµ)是一种次昂贵复合粉末磁芯。在多数电源中经常见到罐形，e与ei形磁芯为气隙铁氧体。这些外形能在必要时供应灵活性与可变性，但是成本更高。高磁通磁环通常见于滤波电感而不是电源变换电路。

性能测试与效率相比较

图1电路中各种电感效率相比较(图2)显示，在输出电流低于2a时1µh电感具有好效率，在低于3a时0.2µh效率低。在电感量相同时，尺寸较大(fdv0630)直流电阻较低电感在整个输出电流范围内可供应0.5%到1%效率优化。

对于fdv0620一系列0.47µh与1µh电感，能注意到在2a附近其效率曲线有一个交叉：2a对下1µh电感具有较高效率，2a对上0.47µh效率更高。1µh电感所具有较大串联电阻导致了这种效率差异。

开关波形相比较

另一种性能折衷(图3与图4)能在电感电流，电感电压(引脚14到引脚16)与输出电压纹波典型波形中看到。图3运用电感量较小fdv0620-0.47µh电感产生较高峰值电流。输出电压纹波低于18mv峰峰值，而fdv630-1.0µh电感(图4)产生纹波峰峰值刚超过12mv。峰值电流对输出电容充电并且供应负载电流。在电容esr上会流入与流出较大电流，这将产生较高输出电压纹波。如果必要，能通过运用较大输出电容来减少该纹波。

负载暂态相比较

不同电感供应不同负载暂态响应(ic与补偿网络同样对该响应有贡献)。max8646 ic需外部补偿，但是其他开关稳压器ic包含内部补偿，它们通常指定允许电感值范围。从另一方讲，外部补偿允许设计方案更加灵活。

图5与图6给出了图1所示电路在从2a到5a再返回到2a负载阶跃时fdv0620-0.47µh与fdv0620-1µh电感负载暂态响应，在图6中，外部补偿经过调整对配合1µh电感值。参考图1，改变了对下三个器件来达到该目：c10 = 1000pf，r4 = 5900，r6 = 316。请注意图5中输出电压过冲要低于图6。对于具有相同电感量dv0620与fdv0630一系列，测量使用到响应相同。

工作原理知识

在详解了电感选择测量使用结果的后，我们现在概括其工作原理知识。下面等式忽略真实电感寄生特征，但是它仍可为电感工作原理知识供应良好理解。

高边mosfet在电感充电期间(ton)导通，将电感连接到输入电源电压。在确定电感值对后，能用ton = t替换dt，用(vin- vout)替换v，然后计算i (即di)。表2给出了图1所示电路中(i及本文所讨论电感的间对应关系。图1中电路足够表2型号参数环境是vin = 3.3v，vout = 1.8v，(t = d x t，其中d为占空比(vout/vin)，t为开关周期(1/fs)。

表2. 给定电感值及电感电流变化值 inductor (µh) i (a)

di/dt (i/t)中值等于iout，因此峰值电流等于iout加i/2。能看到在负载电流相同时较小电感将导致较大峰值电流。

直流电阻(dcr)

ic与电感功率损耗能从效率曲线得到。对于图2中fdv0620-0.47µh，输出电流取1a时效率为92.5%。输出功率为1a乘对1.8v即1.8w，因此输入功率为1.8/0.925 = 1.946w。总损耗为pin - pout = 0.146w。主要功率损耗来自电感直流电阻，mosfet r ds(on) (导通电阻)对及开关损耗。iout2 x dcr等于电感功率损耗。

fdv0620-0.47µh在1a输出电流时dcr损耗为8.3mw (见表3)，占总损耗5.7%。在iout = 4a，pin = 8.1w，pout = 7.2w (效率 = pout/pin = 88.9%)时，总损耗为pin - pout = 0.9w；fdv0620-0.47µh在4a时dcr损耗为132.8mw，占总损耗14.7%。iout2结果是在较大输出电流时dcr损耗更大。

表3. dcr引起功率损耗 series and value pdcrloss at

导通损耗

导通损耗是电感电流或iout，占空比(d)与r ds(on)函数：

pcondm = ilx2 x rds(on) x d

高边导通损耗为：

1a输出电流时，pcond = 12 x 0.022 x 1.8v/3.3v = 12mw。

4a输出电流时，pcond = 42 x 0.033 x 1.8v/3.3v = 288mw。

低边导通损耗为：

1a输出电流时，pcond = 12 x 0.022 x (1-1.8v/3.3v) = 10mw。

4a输出电流时，pcond = 42x 0.033 x (1-1.8v/3.3v) = 240mw。

1a时r ds(on)取室温时测量使用典型值，但是大电流时mosfet工作在较高温度。r d s(on)能进行调整对适应较高温度，因此在4a输出电流时取33m。

开关损耗

开关损耗发生在开关打开与关闭过程中，由mosfet栅极电容充放电电流引起。在开关打开瞬间，开关两端电压较高，但是在电压下降前电流持续上升。下面等式能运用逼近法粗略计算开关功率损耗：

psw = ½v x iout x tsw x fsw

其中tsw为开通或关闭时间，fsw为开关频率。对于1a输出电流，

psw = ½ x 3.3v x 1a x 5ns x 1mhz = 8.24mw

在本例中无法方便测量使用tsw，因为max8646开关内置，它们共享公共连接lx(引脚15到引脚16)。在死区时间前后，lx端上升与下降时间大致各为5ns。

上面功率损耗计算同时可用于开通与关闭。因为本例中lx端上升与下降时间tsw相同，能将该数值乘对4。如果mosfet外置能进行测量使用，然后能单独计算得到更精确结果。对于0.47µh电感，在1a输出电流时开通与关闭损耗大概各为32.96mw。

结论

在为pwm电压模式开关稳压器选择电感时折衷能方便进行确定。较大电感供应较低峰值电流与较低损耗，能提升效率。较小电感通常带来较低效率，但是在负载变化时供应更迅速响应。另外，类似于电感值，较大磁芯尺寸能在电感值相同时供应更低dcr，较低dcr能获得更好动态性能。在任何情况下，在确定终电路的前都必须经过测试使用！

附录—硬件说明

max8646测试板(图1)允许客户测试6a降压转换器max8646。测试板由2.35v到3.6v输入电压供电，产生可选输出电压，负载电流高达6a。该电路中max8646工作在1mhz开关频率，配合图中器件能供应较高效率。

降压型开关稳压器max8646运用脉冲宽度调制(pwm)来稳定输出电压，高边与低边开关为低rds(on) n沟道mosfet。为了获得迅速暂态响应并且充分采用高频开关带宽(500khz到2mhz)，其电压模式误差放大器具备3型补偿。